Analisi di stadi di potenza GaN half-bridge resistenti alle radiazioni per convertitori buck ad alta affidabilità
L’industria aerospaziale sta attraversando una trasformazione tecnologica guidata dalla domanda di sistemi di alimentazione più compatti ed efficienti. In questo contesto, il GaN si è affermato come il naturale successore del silicio, offrendo resistenza alle radiazioni e capacità di commutazione a frequenze di diversi megahertz. Questo articolo analizza come l’integrazione di driver isolati e HEMT GaN negli stadi di potenza half-bridge massimizzi la densità di potenza, superando i tradizionali limiti di peso e volume nei convertitori buck ad alta affidabilità. Per approfondire queste innovazioni, presentiamo le opinioni esclusive di Bel Lazar, CEO di EPC Space, il quale sottolinea che la chiave del successo nelle applicazioni mission-critical risiede nell’adozione di soluzioni monolitiche. Secondo Lazar, la capacità di queste piattaforme di mitigare le interferenze elettromagnetiche (EMI) e ottimizzare il controllo del dead time non solo semplifica il processo per i progettisti, ma garantisce anche prestazioni termiche ed elettriche eccezionali negli ambienti più ostili dello spazio.
Teoria della commutazione ad alta frequenza e ottimizzazione del driver
Impostazione del dead time
I dispositivi EPC7C010 e EPC7C011 sono stati configurati per ridurre al minimo la discrepanza di ritardo di throughput dei driver di potenza low-side e high-side. “In realtà questi driver hanno configurazioni funzionalmente identiche”, ha aggiunto Lazar. “All’uscita, i dead time per queste due schede di valutazione hanno un valore fisso di 50 ns impostato dal treno di azionamento logico di ingresso.”
Come si può vedere nell’immagine di Figura 1, catturata dall’oscilloscopio durante la commutazione della scheda EPC7C010, esiste un discreto margine di sicurezza con i valori di dead time predefiniti.
È evidente che il dead time del nodo di commutazione da OFF basso a ON alto è di 45 ns e quello da OFF alto a ON basso è di 60 ns. Questi tempi includono i tempi di transizione dei circuiti del driver di gate (NVE IL610CMTI e FBS-GAM01P-R-PSE).
“Nella guida operativa dell’EPC7C010 si raccomanda di impostare i dead time a 25 ns se si desiderano perdite inferiori nel terzo quadrante negli HEMT di potenza in configurazione half-bridge”, ha affermato Lazar. “Questo è il valore più basso da utilizzare per un fattore di sicurezza che tenga conto della tolleranza e degli effetti della temperatura”.
Va inoltre notato che entrambe le schede di valutazione vengono fornite con diodi Schottky antiparalleli collegati drain-to-source per ciascun HEMT di potenza nell’half-bridge. L’uso di questi diodi, insieme a un dead time più breve, consente di ridurre ulteriormente le perdite di potenza nel terzo quadrante. La nota applicativa EPC AN009 offre una panoramica più dettagliata sul funzionamento nel terzo quadrante di un HEMT eGaN.
Allineamento del ritardo di throughput
Per mantenere le perdite il più basse possibile all’aumentare della frequenza di commutazione, è fondamentale che vi sia un buon grado di allineamento dei tempi di ritardo di throughput tra i driver low side e high side. Ovviamente, se i tempi di ritardo sono identici, i dead time possono essere impostati al minimo che garantisca l’assenza di shoot-through/conduzione incrociata, con un certo fattore di sicurezza DDED, per tenere conto delle tolleranze e della temperatura.
“Inoltre, avere il ritardo di throughput più breve consente di aumentare la frequenza di commutazione pur avendo la possibilità di utilizzare una gamma più ampia di duty cycle da un dato driver di potenza”, ha spiegato Lazar.
Ad esempio, se la discrepanza nel ritardo di attraversamento tra high side e low side del driver più il dead time è di 50 ns e la frequenza operativa è di 2 MHz, allora l’intervallo del ciclo di lavoro è ((/fs – (2 * tthru ))/ 1/fs = (500 ns – 100 ns) / 500 ns = 80% (il ciclo di lavoro minimo è del 10% e quello massimo del 90%).
A una frequenza operativa di 3 MHz, l’intervallo del ciclo di lavoro diventa del 70%, con un minimo del 15% e un massimo dell’85%. Questi valori includono i dead time aggiunti dal controllo. Pertanto, gli intervalli possibili del ciclo di lavoro diventano solo più ridotti.
Si può notare che non solo la discrepanza nel ritardo di throughput può influire sul ciclo di lavoro operativo possibile del convertitore. “Se a questo si aggiunge il dead time, il ciclo di lavoro operativo risulta ulteriormente limitato”, ha aggiunto Lazar. “Queste limitazioni devono essere prese in considerazione dal progettista in relazione all’applicazione prevista.”
Strategie di layout PCB per la gestione termica e delle interferenze elettromagnetiche
Mitigazione delle interferenze elettromagnetiche ad alta frequenza
L’EMI è la manifestazione dell’energia che viene deviata da un circuito operativo da elementi parassiti. Come la capacità di spostamento (si pensi alla capacità tra il contenitore del transistor e il dissipatore di calore) o l’induttanza del loop vagante (si pensi all’induttanza del contenitore).
“In un half-bridge che utilizza dispositivi eGaN ci preoccupiamo principalmente dell’induttanza dell’area del loop magnetico parassita. Man mano che l’area del loop di corrente aumenta, aumenta anche l’induttanza”, afferma Lazar. “Quindi è vantaggioso per il progettista ridurre l’area del loop magnetico VDD-terra attraverso cui passano le armoniche ad alta frequenza, causate dai tempi di salita/discesa”.
I circuiti monolitici sono, per loro natura e struttura, fisicamente più piccoli rispetto alle loro controparti discrete. Le loro interconnessioni e le strutture dei semiconduttori sono più piccole e più vicine tra loro. Un’altra considerazione è che l’area del loop in un circuito discreto include la distanza che la corrente ad alta frequenza ha dovuto percorrere sull’asse Z: dall’alto del PCB verso l’elemento discreto e poi verso il basso dall’elemento discreto al PCB.
E anche se nei dispositivi eGaN le interconnessioni tra il die e il PCB sono del tipo ball grid array, le armoniche di corrente devono comunque percorrere un tragitto finito lungo l’asse Z. Pertanto, per un circuito monolitico half-bridge con prestazioni equivalenti, l’induttanza parassita può essere inferiore al 50% rispetto all’alternativa discreta.
Lo stesso ragionamento si applica alla capacità di spostamento, poiché minore è la dimensione complessiva del die, minore sarà la capacità parassita risultante dal die al piano. Elementi L e C parassiti più piccoli che trasportano corrente ad alta frequenza significano, in generale, minori emissioni EMI dal circuito.
“Come altro esempio, si noti l’overshoot e l’oscillazione ad alta frequenza sul fronte di salita del nodo di commutazione, che è il risultato del tempo di salita veloce dell’half-bridge (5 ns) e dell’induttanza ‘non cancellata’ del loop di alimentazione da VDD a massa, inclusi i condensatori di disaccoppiamento. Questa è EMI”, ha spiegato Lazar. “Piuttosto, l’ampiezza del picco di tensione indesiderato e la frequenza di oscillazione definiscono lo spettro di frequenza del segnale EMI indesiderato risultante da questo overshoot.”
Ovviamente, ridurre al minimo i parassiti nel circuito mantiene al minimo il rumore aggiuntivo che deve poi essere contenuto o filtrato. “Curare i dettagli”, come la riduzione dei parassiti del circuito, può dare i suoi frutti nel ridurre la complessità del filtraggio EMI e del packaging. Ciò è particolarmente importante nelle applicazioni spaziali.
Posizionamento dei condensatori di disaccoppiamento
La strategia di disaccoppiamento dei condensatori VDD-terra più efficace consiste nel posizionare e collegare i condensatori di disaccoppiamento il più vicino possibile al collegamento VDD (il drain dello switch di potenza high-side nell’half-bridge).
In questo modo si crea un efficace ritorno di terra ad alta frequenza dal lato di terra dei condensatori di disaccoppiamento al collegamento di terra (la sorgente dello switch di potenza sul lato basso) utilizzando un’incisione in rame che rispecchia il percorso della corrente ad alta frequenza nell’incisione in rame superiore nello strato di rame interno adiacente.
“Questo approccio garantisce un’elevata cancellazione del flusso magnetico nella struttura del PCB”, ha aggiunto Lazar.
La Figura 2 aiuta a chiarire la tecnica di layout suggerita per ottenere la cancellazione del flusso magnetico.
In Figura 2, la cancellazione del flusso avverrà (in modo ottimale) su piani paralleli. Quando la corrente passa dal piano X-Y alla direzione Z (attraverso i via e i terminali dei componenti), la cancellazione del flusso è incompleta. Questo perché il percorso di ritorno sullo strato interno esiste solo nel piano X-Y, mentre il percorso sul lato superiore include l’altezza verticale dei componenti.
L’incisione dello strato superiore e la distanza percorsa da e verso i componenti è leggermente più lunga, e questa leggera differenza di lunghezza provoca un’induttanza associata (parassita). Per approfondire questo argomento, consultare la nota applicativa AN004 di EPC Space.
Implementazione a livello di sistema in ambienti aerospaziali
Miglioramento della densità di potenza
Il fattore determinante nell’aumento della frequenza operativa è la penalizzazione termica richiesta agli switch di potenza nell’half-bridge, in particolare per quanto riguarda lo switch high-side. Durante l’operazione di commutazione, lo switch high-side deve sopportare la corrente di carico completa e la tensione VDD completa.
La potenza dissipata in uno switch HEMT è costituita da tre componenti principali: perdite in corrente continua correlate a Rds(ON) e proporzionali al ciclo di lavoro, perdite in corrente alternata proporzionali a Coss e perdite di commutazione proporzionali ai tempi di salita e discesa e alla frequenza dicommutazione. Pertanto, a parità di VDD, corrente di uscita e tempi di salita/discesa, le perdite di potenza aumenteranno esponenzialmente rispetto a qualsiasi valore di riferimento con l’aumentare della frequenza di commutazione.
“Ciò significa che l’aumento della frequenza di commutazione avrà implicazioni sul sistema di alimentazione in termini di numero di switch utilizzati in parallelo per consentire a ciascuno di essi di raggiungere gli obiettivi termici desiderati”, ha aggiunto Lazar. “Se il collegamento in parallelo di più switch non è una soluzione accettabile, l’unico modo per risolvere eventuali problemi termici è ridurre i parametri operativi del circuito”.
Queste due considerazioni, ovvero la necessità di collegare gli switch in parallelo o di ridurre la tensione VDD e la corrente di carico, sono i due fattori che, dal punto di vista del sistema di alimentazione, influenzano la densità di potenza del circuito. Altrimenti, all’aumentare della frequenza, i valori dell’induttore e del condensatore diminuiranno insieme alle loro dimensioni fisiche, consentendo un conseguente aumento della densità di potenza.
Come osservazione generale, questa soluzione half-bridge sarà più efficiente in termini di ingombro, e quindi avrà una maggiore densità di potenza, rispetto alle soluzioni concorrenti perché utilizza HEMT eGaN nel packaging “B” a basso ingombro, il modulo driver di gate low-side FBS-GAM01P-R-PSE e l’accoppiatore logico GMR NVE IL-610CMTI (per ottenere l’isolamento galvanico per il driver high-side).
Poiché non esistono driver di gate isolati monolitici resistenti alle radiazioni a livelli operativi superiori a 100 V, l’alternativa è uno schema di pilotaggio del gate accoppiato tramite trasformatore che, per la natura dei componenti magnetici, richiede un ingombro fisico maggiore. Di conseguenza, sia l’EPC7C010 che l’EPC7C011 dimostrano l’ingombro più ridotto possibile per un convertitore buck half-bridge non isolato ad alta tensione.
Prestazioni CMTI
Considerati i tempi di salita osservati sulle schede di valutazione EPC7C010/011, i circuiti richiedono un’immunità in modo comune a questi transitori di commutazione di almeno 20.000 e 40.000 V/us, rispettivamente. Con un fattore di sicurezza aggiuntivo del 50%, tali valori diventano 40.000 e 80.000 V/us.
“Ciò significa che il dispositivo utilizzato per l’isolamento galvanico richiesto per l’high side deve avere come minimo queste immunità in modo comune. L’isolatore logico scelto, l’NVE IL610CMTI, ha un CMTI minimo garantito/testato di 100.000 V/us”, ha affermato Lazar. “Quindi questo dispositivo fornisce l’immunità ai transitori richiesta con il fattore di sicurezza desiderato”.
Oltre all’accoppiatore logico, occorre prestare attenzione alla capacità di “spostamento” parassita dal circuito di pilotaggio del gate high-side verso terra. Questa capacità può verificarsi a causa di sovrapposizioni di piani di segnali critici ad alta velocità di salita o di segnali con ritorno improprio. Il layout del PCB per le schede EPC7C010/011 è stato progettato con cura per creare un “isolotto” di pilotaggio isolato e un “planetto” di ritorno per il circuito di pilotaggio del gate sul lato alto.
L’unica capacità inevitabile presente tra il circuito del gate driver e la massa è quella della barriera (Cj) del diodo bootstrap utilizzato. E quel diodo è collegato al condensatore bootstrap high-side da 0,33 uF, quindi anche se il transiente provoca una corrente di picco di 40 mA che scorre nel Cj, questo transiente di corrente molto breve rappresenta meno di 1 mV di calo di tensione sul condensatore bootstrap durante l’evento del tempo di salita.
Di conseguenza, sia la scheda 7C010 che la 7C011 sono considerate immuni ai transitori in modo comune. Ciascuna scheda è stata fatta funzionare con VDD superiore del 20% rispetto al livello massimo specificato (rispettivamente 120 e 240 Vcc) ed entrambe hanno funzionato come previsto, dimostrando così la loro robustezza nei confronti di transitori indotti rapidi.
Il layout del circuito del gate driver high-side può essere esaminato strato per strato nei rendering dei livelli del PCB in formato Gerber inclusi nelle guide applicative per ciascuna scheda sul sito web EPC Space: ECP7C010 ed EPC7C011.
Conclusioni
L’integrazione di soluzioni GaN monolitiche e configurazioni di driver ottimizzate rappresenta un significativo passo avanti per i sistemi di alimentazione ad alta affidabilità nelle applicazioni aerospaziali. Sfruttando la resistenza alle radiazioni del GaN e riducendo al minimo gli elementi parassiti attraverso tecniche avanzate di layout PCB, come la cancellazione del flusso magnetico, i progettisti possono raggiungere livelli senza precedenti di efficienza e densità di potenza. Il passaggio da strutture discrete a strutture monolitiche non solo riduce l’ingombro fisico degli stadi a semiponte, ma mitiga anche in modo significativo le interferenze elettromagnetiche (EMI), garantendo prestazioni stabili negli ambienti difficili dello spazio.
In definitiva, il successo dell’implementazione dipende da un approccio meticoloso ai parassiti del circuito e alla gestione termica. Man mano che le frequenze di commutazione raggiungono la gamma dei multi-megahertz, la precisione nella gestione dei ritardi di throughput e del CMTI diventa fondamentale. Curando nei minimi dettagli il layout e adottando componenti ad alte prestazioni come gli isolatori logici NVE e gli HEMT eGaN, gli ingegneri possono superare i tradizionali compromessi tra dimensioni e affidabilità, aprendo la strada alla prossima generazione di convertitori buck compatti, ad alta efficienza e qualificati per l’uso spaziale.
