Introduzione
Gli alimentatori switching (SMPS) collegati direttamente alla tensione alternata di rete, possono essere progettati seguendo alcuni schemi classici, o topologie, ciascuno dei quali presenta i propri vantaggi e svantaggi. Se la specifica applicazione richiede un elevato grado di isolamento dalla rete e correnti di una certa intensità, la soluzione più adatta per il progetto dell’alimentatore è quella basata sul convertitore forward. Questo tipo di circuito è largamente impiegato, ad esempio, per alimentare i sistemi avionici, dove affidabilità e isolamento galvanico sono requisiti imprescindibili. Il convertitore forward è in grado di gestire potenze di qualche centinaio di watt sia nella modalità step-up sia in quella step-down.
Il circuito
Il convertitore forward garantisce l’isolamento galvanico tramite l’utilizzo di un trasformatore. Per potenze non particolarmente elevate (fino a circa 200W) è sufficiente un unico transistor di commutazione, come visibile nello schema proposto in Figura 1.
Il transistor Q1 è collegato in serie all’avvolgimento primario (NP) del trasformatore T1, in modo tale che la sua commutazione generi una tensione pulsante sul primario del trasformatore. Il trasformatore T1 svolge una funzione duplice: da un lato riduce la tensione di alimentazione, dall’altro fornisce un isolamento galvanico tra la tensione in ingresso VIN e la tensione in uscita VOUT. Nella fase di conduzione, quando lo switch è ON per un periodo TON, il diodo D1 è polarizzato direttamente, mentre i diodi D2 e D3 sono polarizzati inversamente. Poiché il diodo D2 è polarizzato inversamente, l’induttore si carica accumulando energia e polarizzandosi come indicato in Figura 1. Applicando la tensione di ingresso VIN all’avvolgimento primario del trasformatore, la corrente di magnetizzazione IM cresce linearmente, a partire dal valore iniziale nullo, con una pendenza pari a VIN/LM, dove LM è l’induttanza di magnetizzazione dell’avvolgimento primario. La corrente totale che scorre nell’avvolgimento primario, ma anche attraverso il transistor di commutazione durante il periodo di conduzione, è pari alla somma di IM con IL, ovvero la corrente che dall’induttore circola nel carico ritornando verso l’alimentazione in ingresso. La tensione ai capi del diodo D2 è pari alla tensione in ingresso moltiplicata per il rapporto spire del trasformatore (NS/NP). La tensione diretta VL ai capi dell’induttore può essere calcolata applicando la seguente formula:
In Figura 2 sono riportate le forme d’onda caratteristiche di questo convertitore. La prima (Q1PWM) mostra l’andamento degli impulsi di gate del transistor Q1, la cui commutazione tra i periodi TON e TOFF dipende dalla frequenza e dal duty cycle del segnale PWM applicato. Le forme d’onda successive si riferiscono alla tensione sull’avvolgimento primario NP del trasformatore, alla corrente IIN attraverso gli avvolgimenti NP e NR, alla tensione VDS sul MOSFET e, infine, alla corrente IL dell’induttore.
Al termine del periodo di conduzione TON, l’energia immagazzinata dal trasformatore polarizza direttamente il diodo D3, resettando la corrente di magnetizzazione (per questo motivo, l’avvolgimento NR prende il nome di avvolgimento di reset). Durante questo periodo TOFF, in cui il transistor si trova nello stato di interdizione, la corrente IL dell’induttore continua a scorrere nella direzione mostrata in Figura 1, alimentando il carico. Nello stato OFF, il diodo D2 è polarizzato direttamente, scaricando di fatto l’energia accumulata dall’induttore e chiudendo il circuito con il carico. In virtù della sua particolare funzione svolta, D2 viene anche detto diodo di ricircolo, o diodo “free wheeling” nella letteratura anglosassone (letteralmente, “a ruota libera”). Si noti inoltre come, nella fase OFF, il calo della corrente attraverso l’induttore produca ai suoi capi una forza elettromotrice di polarità opposta rispetto a quella della fase ON.
La relazione tra le tensioni in uscita e in ingresso è data dalla seguente equazione, dove D rappresenta il duty cycle del segnale PWM:
Durante il periodo TOFF, il diodo D1 è polarizzato inversamente. La corrente IM non può di conseguenza scorrere attraverso il secondario, ma deve attraversare l’avvolgimento di reset NR, come indicato dalla corrispondente forma d’onda di Figura 2. Nel periodo TM, la corrente di magnetizzazione riflessa I3 attraversa invece il diodo D3 e l’avvolgimento di reset NR. Durante tale periodo, la tensione sull’avvolgimento primario del trasformatore è data dall’equazione:
Il massimo valore di duty cycle e la massima tensione drain-source del transistor Q1 possono essere calcolati nel modo seguente, dove NP e NR sono, rispettivamente, il numero di spire degli avvolgimenti primario e di reset:
Dall’esame delle due precedenti equazioni appare evidente come, quando il numero di spire dell’avvolgimento primario NP è uguale al numero di spire dell’avvolgimento di reset NR, il duty cycle assuma un valore pari al 50%, mentre la tensione drain-source di Q1 risulti pari al doppio della tensione di ingresso VIN. Tuttavia, a causa del comportamento non lineare dei componenti elettronici utilizzati e a causa dell’induttanza di dispersione del trasformatore, il limite massimo raggiungibile nella pratica per il duty cycle è pari a 45%, mentre VDS assume un valore più che doppio rispetto alla tensione in ingresso.
Convertitore forward: vantaggi e svantaggi
I principali vantaggi offerti dal convertitore forward possono essere così riassunti:
- utilizzo efficiente del trasformatore – l’energia è trasferita istantaneamente attraverso il trasformatore, senza essere immagazzinata all’interno dello stesso. Il trasformatore può così essere progettato con una maggiore induttanza di magnetizzazione e senza traferro (air gap). Una corrente di picco ridotta, sia sul primario che sul secondario del trasformatore, comporta inoltre minori perdite;
- uscita filtrata – l’induttanza e il diodo “freewheeling” mantengono la corrente di uscita relativamente costante. Poiché l’energia è immagazzinata prevalentemente nell’induttanza posta sul ramo di uscita, per il condensatore di uscita (si osservi la Figura 1) può essere selezionato un valore di capacità ridotto; la sua unica funzione è infatti quella di ridurre l’oscillazione (ripple) della tensione in uscita;
- corrente di picco ridotta, determinata dalla presenza di un’elevata induttanza di magnetizzazione.
Gli svantaggi del convertitore forward sono imputabili a:
- costo non trascurabile, legato alla presenza dell’induttanza di uscita e del diodo “freewheeling”.
- transistor con tensione elevata – il convertitore forward richiede transistor di potenza (MOSFET o analoghi) con tensioni di lavoro piuttosto elevate.
Considerazioni progettuali
Per quanto riguarda il trasformatore, si tende a scegliere un rapporto tra numero di spire dell’avvolgimento primario e numero di spire dell’avvolgimento di reset pari a 1. Questo rapporto definisce a sua volta il duty cycle massimo D, che normalmente ha un valore inferiore al 50% per assicurare un corretto reset. Il rapporto tra numero di spire dell’avvolgimento primario e secondario è solitamente inferiore a 15, un valore tale da garantire che la tensione di uscita sia raggiunta in corrispondenza del massimo valore di D e del minimo valore di VIN. Abbiamo visto in precedenza la formula che permette di calcolare il valore della tensione drain-source sul transistor Q1, un parametro fondamentale per selezionare questo importante componente. In genere si tende ad aggiungere al valore così calcolato un 10% per compensare l’induttanza di dispersione del trasformatore e un ulteriore 20% per tenere in considerazione il derating del componente. Nel caso, ad esempio, di un valore calcolato di VDS=400V, è conveniente selezionare un transistor con tensione pari ad almeno 520V. Per quanto riguarda i tre diodi D1, D2 e D3, date le correnti e le tensioni in gioco, può essere conveniente utilizzare dei diodi di potenza Schottky, oggi reperibili in commercio con un’ampia selezione di tensioni e correnti di lavoro.
Conclusioni
Il convertitore forward, già nella sua configurazione più semplice basata su un solo transistor di commutazione, rappresenta una soluzione con isolamento galvanico particolarmente valida per implementare alimentatori switching “off-line”, cioè alimentati direttamente dalla tensione alternata di rete. Le limitazioni imposte dal massimo valore di duty cycle e le elevate tensioni a cui è sottoposto il transistor di potenza, rendono questo circuito adatto per soluzioni a basso costo con potenze fino a poche centinaia di watt (100-300W, tipicamente).
